CN106664007A

CN106664007A - 电压源转换器及其控制

Info

Publication number: CN106664007A
Application number: CN201580027732.2A
Authority: CN
Inventors: C.D.M.奥亚特斯; K.迪克; D.R.特赖纳
Original assignee: Alstom Technology AG
Current assignee: GE Vernova GmbH
Priority date: 2014-03-25
Filing date: 2015-03-23
Publication date: 2017-05-10
Also published as: US20170099007A1; EP2924860B1; EP2924860A1; WO2015144644A1; US9866138B2

Abstract

该申请描述受控转变桥式电压源转换器（300），其具有三个相分支，每个相分支具有高侧导向开关（S_W1，S_W3，S_W5）和低侧导向开关（S_W4，S_W6，S_W2），其将相应DC端子（DC+，DC‑）连接到该相分支的AC节点（102a‑c）。对于每个相分支的链节电路（101a‑c）包括多个串联连接单元（103），每个单元具有能量存储元件（105），其能够选择性地串联连接或被绕过。链节电路采用电压模式操作以在一个导向开关关断与其他导向开关接通之间的转变期间在AC节点处提供限定的电压转变。在本发明的实施例中，链节电路（101a‑c）连接到共同节点，使得在使用中，电流可以经由相应的链节电路从一个相分支流到另一个。转换器控制器（900）采用电流模式操作相分支的链节电路以持续相分支不在转变态的时间的至少部分提供限定的链节电流。限定的电流可以允许DC电流的正确循环和/或提供链节电路的电容器的电容器平衡。在DC端子与共同节点之间提供额外链节电路（301，302）以在其中所有高侧或低侧导向开关同时关断的转换器状态提供DC电流。

Description

电压源转换器及其控制

技术领域

本申请涉及电压源转换器并且涉及用于控制电压源转换器的方法和装置，并且尤其涉及供在高压配电中使用的电压源转换器并且特别涉及提供电压受控转变的电压源转换器。

背景技术

HVDC（高压直流）电力传输使用直流用于传输电力。这是较为常见的交流电力传输的备选。使用HVDC电力传输有许多益处。

为了使用HVDC电力传输，典型地必需将交流（AC）转换成直流（DC）并且再次转换回来。在历史上这牵涉基于晶闸管的六脉冲桥式拓扑，其有时称为线路换向转换器（LCC）。

功率电子领域近来的发展导致用于AC-DC和DC-AC转换的电压源转换器（VSC）的使用增加。VSC典型地包括多个转换器臂，其中的每个使一个DC端子连接到一个AC端子。对于典型的三相AC输入/输出有六个转换器臂，其中两个臂分别使指定AC端子连接到高和低DC端子，从而形成相分支。每个臂包括称作阀的装置并且典型地包括多个子模块，这些子模块可采用期望序列开关。

在一个形式的已知VSC（通常称为六脉冲桥）中，每个阀包括一组串联连接的开关元件，典型地是绝缘栅双极晶体管（IGBT），每个IGBT与反并联二极管连接。阀的IGBT一起开关来使相关AC和DC端子连接或断开，其中指定相分支的阀以反相来开关。通过对每个臂使用脉宽调制（PWM）型开关方案，可以实现AC与DC电压之间的转换。

然而在需要大量串联连接的IGBT的高压应用中，方法确实需要复杂的驱动电路来确保IGBT在彼此相同的时间开关并且需要大的无源吸收部件来确保跨串联连接IGBT的高压被正确平摊。另外，IGBT需要在AC电压频率的每个周期内接通和关断若干次来控制谐波电流。这些因素可导致转换中相对高的损耗、高的电磁干扰水平和复杂设计。

在另一个已知类型的VSC（称为模块化多级转换器（MMC））中，每个阀包括一系列串联连接的单元，每个单元包括能量存储元件（例如电容器），和开关设置，其可以被控制以便使能量存储元件在单元的端子之间串联连接或绕过能量存储元件。单元通常称为子模块，其中多个单元形成阀模块。阀的子模块被控制以在不同时间连接或绕过它们相应的能量存储元件以便使跨阀的电压差随时间变化。通过使用相对大量的子模块并且对开关适当地定时，该阀可以合成阶式波形，其近似正弦波并且包含低谐波失真水平。因为各种子模块单独开关并且由于开关个体子模块造成的电压改变是相对小的，避免了与六脉冲桥转换器关联的许多问题。

在MMC设计中，每个阀的高侧端子将至少持续周期的部分地连接到大致等于高DC母线电压+V_DC的电压，而低侧端子连接到大致等于低DC母线电压-V_DC的电压。也就是说，每个阀必须设计成经受2V_DC的电压。这需要具有电容器的大量子模块，这些电容器具有相对高的电容值。MMC转换器因此可需要相对大量部件，从而增加转换器的成本和尺寸。

在一些应用中，VSC的尺寸或占用空间可能特别令人关注。例如，越来越多地考虑将HVDC与海上风电场一起使用。风电场产生的电能可通过适合的VSC站转换成HVDC以用于传输到岸上。这需要VSC位于海上平台上。与提供适合的海上平台关联的成本可能是相当大的并且从而VSC站的尺寸或占用空间在这样的应用中可能是显著因素。

近来提出另一个形式的VSC，称为受控转变桥（CTB）。图1图示已知的受控转变桥转换器100。该转换器具有六个臂，每个臂包括开关S_W1-S_W6。开关S_W1-S_W6（其在本文将称为导向开关）中的每个可包括多个串联连接的开关元件（未示出）。如与上文描述的六脉冲桥一样，每个导向开关S_W1-S_W6（其可以切换到导通或非导通）使一个DC端子（即高或低侧DC端子或母线（DC+、DC-））连接到AC节点102a-c，即在指定相的两个导向开关之间并且代表AC电流/电压的分接/馈电点的节点。转换器100还包括链节电路101a-c，其连接到两个导向开关（S_W1、S_W4；S_W3、S_W6或S_W5、S_W2）之间的节点，从而形成特定AC相分支。也就是说，链节电路101a-c的第一端耦合于相应的AC节点102a-c。每个链节电路的另一（第二）端接地。每个链节电路包括串联连接的多个单元103。每个单元具有端子104a、104b用于上游和下游连接并且包括与采用全H桥设置的四个IGBT 106连接的电容器105，每个IGBT与反并联二极管连接。对DC总线提供DC链电容107。这样的转换器在WO2011/050847中描述。

在操作中，指定相分支的两个臂可在高态（其中高侧导向开关（即S_W1、S_W3或S_W5）接通（即导通），并且相应的低侧导向开关（即，S_W4、S_W6或S_W2）关断（即非导通））与低态（其中真实情况是相反的）之间切换。然而，与常规的两级转换器中的不同，在该转换器中，高与低态之间的转变由相关链节电路101a-c控制。例如对于AC相A，为了从高态转变到低态，控制链节电路101a的单元以使电容器串联连接以在关断导向开关S_W1时在链节电路101a顶部（即在与相分支的连接处）提供大致等于+V_DC的电压。这意指在关断导向开关S_W1时其两端之间大致没有电压。然后可以控制链节电路的单元以依次绕过模块的电容器来使链节电路顶部的电压并且因此使相关AC节点102a处的电压斜降到零。因为链节电路的单元基于全桥设置，电容器可以连接以在链节电路顶部呈现负电压。链节电路的单元因此可以依次连接来使链节电路顶部的电压逐步降到-V_DC。一旦AC节点102a处的电压大致下降到-V_DC，导向开关S_W4可以断开来启用低态。因此在链节电路用于控制AC节点处的电压转变时在高态与低态之间存在转变态（并且反之亦然）。将注意在转变期间，对于该相的电流可经由链节电路流到地。从而DC电流被中断并且因此提供DC链电容107以避免在DC端子上有过多电压纹波。

在CBT的基本形式中，它产生梯形电压波形，其中链节电路提供六脉冲桥设置的导向开关的软开关并且具有受控转变使得吸收电路在开关期间提供电压分摊不是必需的。而且，在用跨开关的低电压差来开关导向开关S_W1-S_W6时，对组成导向开关的各种开关元件的开关控制的要求与六脉冲桥相比放宽。

如与每个臂需要多个子模块的MMC转换器相对，CTB转换器只需要三个链节电路，每相一个。将注意链节电路101a-c的单元103基于四开关全桥设置，而MMC单元可基于两开关半桥设置。然而，将意识到在转换器100的正常操作期间跨链节电路发展的最大电压差的幅值等于V_DC。如在上文对于MMC提到的，跨每个阀的最大正常电压差将等于2V_DC。这意指受控转变桥转换器可具有比MMC明显更低的占用空间。

CTB型转换器从而提供各种优势，这将使这样的转换器有吸引力，尤其是对于转换器站的尺寸很重要的应用。然而，关于这样的转换器的实现有一些实际问题。

一般控制方案在相分支的两个转换器臂之间的连接点处产生梯形波形。为了在这样的方案中允许有AC电压幅值控制，分接头变换器可集成到电力变压器内。然而这从故障处理方面产生问题，其中AC电压变得极其不平衡。

而且，如上文提到的，描述的受控转变桥设置的使用需要使用DC链电容。实际上，这些DC电容可必须非常大以防止不可接受的电压纹波。

此外，链节电路转换器的单元的电压需要在使用中被控制来确保正确操作。

本发明的实施例因此针对改进的转换器和对其控制的方法和装置，它们至少减轻上文提到的不足中的至少一些。

发明内容

从而根据本发明提供有电压源转换器，其包括：

在高与低DC端子之间连接的多个相分支；

其中每个相分支包括：

高侧导向开关，其使高侧DC端子连接到对于该相分支的AC节点；以及

低侧导向开关，其使AC节点连接到低DC端子；以及

链节电路，该链节电路的第一端在高与低导向开关之间连接以电耦合于AC节点；并且

转换器进一步包括第一和第二额外链节电路，其中第一和第二额外链节电路的第一端分别连接到高侧DC端子和低侧DC端子；以及

转换器控制器，其配置成在电力循环中控制每个相分支的导向开关并且采用电压模式控制每个相分支的链节电路以在电力循环期间在AC节点处提供受控电压转变，其中所述转换器控制器可操作成采用电流模式控制所述链节电路中的至少一些以在电力循环期间的时刻提供限定的电流；

其中每个链节电路包括多个串联连接的链节模块，这些链节模块中的每个包括至少一个能量存储元件，其可以选择性地与其他模块串联连接或被绕过；

并且其中链节电路中的每个的第二端连接到共同节点使得在使用中，电流可以经由相应的链节电路从一个相分支流到另一个。

在一些实施例中，转换器控制器配置成采用电压模式控制每个相分支的链节电路以在导向开关关断与另一导向开关接通之间的转变态期间在AC节点处提供限定的电压转变；并且持续相分支不在转变态的时间的至少部分采用电流模式操作该相分支的链节电路。转换器控制器可控制每个相分支的导向开关以采用相状态序列循环，这些相状态包括：高态，其中高侧导向开关接通并且低侧导向开关关断；低态，其中低侧导向开关接通并且高侧导向开关关断；和导向开关中的一个关断与其他导向开关接通之间的转变态。

因此在本发明的实施例中，相分支的链节电路采用电流可以经由链节电路从一个相分支流到另一个这样的方式彼此连接，即链节电路未接地或未连接到某一其他电流吸收器（current sink）。链节电路（即相分支的链节电路以及第一和第二额外链节电路）可在操作期间采用电流模式操作。相分支的链节电路可在未用于控制电压转变时采用电流模式操作以便提供限定电流。这可以允许需要的电流在转换器的相之间循环而不需要大的DC链电容和/或可以提供用于平衡链节电路的能量存储设备（例如，电容器）的手段。

转换器还包括在DC端子与相分支的链节电路的共同连接点之间连接的额外链节电路。这些额外链节电路可以用作开关电流源以在经由相分支不存在电流路径情况下对DC电流提供路径。因此可以操作这样的转换器使得对于每个电力循环的至少部分，两个相分支在转变中并且第三相分支使高或低侧导向开关中的一个接通。该操作模式可关于失真提供益处并且使需要的任何滤波量减少。在其中连接到DC端子的所有导向开关关断的状态期间，相关额外链节电路可以对DC电流提供电流路径并且在转换器内维持正确的电流循环，从而减少或消除对大的DC链电容的需要。额外链节电路还帮助故障穿越。

转换器控制器可以配置成基于AC和DC电流需求的指示以及转换器的相分支中的每个的开关状态来确定采用电流模式操作的每个链节电路的限定的电流流动。

在一些实施例中，转换器具有三个相分支并且在使用中采用转换器开关状态的重复序列而可操作，这些转换器开关状态包括第一多个转换器状态，其中：一个相处于高态；一个相分支处于低态；并且一个相分支处于转变态。在转换器处于所述第一多个转换器状态中的一个时，转换器控制器可在操作高态的相分支的链节电路来提供限定的链节电流，其具有基于DC电流需求减去对于该相的AC电流需求的分量；和/或可在操作低态的相分支的链节电路来提供限定的链节电流，其具有基于DC电流需求减去对于该相的AC电流需求的分量。

在一些实施例中，转换器可以另外或备选地在使用中采用转换器开关状态的序列可操作，这些转换器开关状态包括第二多个转换器状态，其中：两个相分支处于高态或低态中的同一个状态中；并且另一相分支处于高态或低态中的另一个中。在该情况下，转换器控制器可操作处于相同状态的两个相分支的链节电路中的一个以提供限定的链节电流（其具有基于DC电流需求的第一份额减去对于该相的AC电流需求的分量），并且操作处于相同状态的两个相分支的链节电路中的另一个以提供限定的链节电流（具有基于DC电流需求的第二份额减去对于该相的AC电流需求的分量）；其中第一和第二份额在一起等于大致一的值。第二和第二份额每个可以是一半。转换器控制器可在另一状态操作相分支的链节电路以提供限定的链节电流（具有基于DC电流需求减去对于该相的AC电流需求的分量）。

在一些实施例中，转换器可以另外或备选地在使用中采用转换器开关状态序列可操作，这些转换器开关状态包括第三多个转换器状态，其中：两个相分支处于转变态；并且另一相分支处于高态或低态中的一个。在这样的情况下，转换器控制器可操作高态或低态的相分支的链节电路以提供具有基于DC电流需求减去对于该相的AC电流需求的分量的限定的链节电流。

转换器控制器可以在使用中配置成操作第一额外链节电路以持续转换器处于所述第三多个转换器状态中的一个并且一个相分支处于低态的时间的至少部分提供限定电流并且/或操作第二额外链节电路以持续转换器处于所述第三多个转换器状态中的一个并且一个相分支处于高态的时间的至少部分提供限定电流。

可控制第一额外链节或第二额外链节电路的限定的电流以具有基于DC电流需求的分量。

在一些实施例中，转换器控制器可以包括电流模式控制器，用于在采用电流模式操作时控制每个链节电路，其中该电流模式控制器包括无差拍控制器。转换器控制器可以包括相控制器，用于控制相分支中的每个的相状态。转换器控制器可包括电流分配控制器，用于确定采用电流模式操作的每个链节电路的限定电流，其中电流分配控制器响应于来自所述相控制器中的每个的相状态控制信号，其指示相应相分支的相状态。电流分配控制器可包括至少一个查找表，用于基于所述相状态控制信号确定每个链节电路的限定电流。

转换器控制器可以配置成控制每个相分支以在AC节点处生成梯形电压波形。在一些实施例中，从中点电压到高DC端子或低DC端子的电压的电压转变的持续时间可以对应于大于π/6的相角差异。在一些实施例中，梯形电压波形在转变期间可以具有至少两个不同的斜坡。

链节模块的能量存储元件可以包括电容器。在该情况下，转换器控制器可以包括电容器平衡控制器，用于使电容器的电压维持在预定极限内。

转换器控制器可以配置成控制链节电路使得在多个转换器开关状态中的每个中，补偿电流经由至少两个链节电路在高与低DC端子之间流动使得在转换器的开关周期内流过每个链节电路的补偿电流总和使电容器电压维持在预定极限内。

电容器平衡控制器可配置成确定使电容器电压维持在预定极限内所需要的补偿电流值并且采用电流模式操作的链节电路的限定电流可包括基于所述补偿电流值的分量。转换器控制器可以配置成基于所述补偿电流值调整转换器的DC电流需求。电容器平衡控制器可以配置成确定每个链节电路的补偿电流要求并且基于转换器相分支中的每个的开关状态确定所述补偿电流值。

在一些实施例中，转换器具有三个相分支并且在使用中在开关状态可操作，其中：两个链节电路采用电流模式操作；并且一个相分支采用电压模式操作。在转换器在这样的开关状态操作时，补偿电流值可以基于采用电流模式操作的链节电路的相加在一起的补偿电流要求减去采用电压模式操作的链节电路的补偿电流要求。

在一些实施例中，转换器在使用中在开关状态可操作，其中：全部三个链节电路采用电流模式操作，其中两个相分支处于相同状态并且另一相分支处于相反状态。当转换器在这样的开关状态操作时，补偿电流值可以基于三倍于处于相反状态的相的链节电路的补偿电流要求减去两个其他相中的每个的补偿电流要求。

在一些实施例中，转换器在使用中在开关状态可操作，其中：仅相分支的一个链节电路采用电流模式操作。当转换器在这样的开关状态操作时，补偿电流值可以基于该链节电路的补偿电流要求。

电容器平衡控制器可以配置成监测链节电路的电容器的电压并且将确定的电压与参考值比较来确定误差值，其中补偿电流要求基于所述误差信号。电容器平衡控制器可以配置成接收测量的电容器值的指示或基于跨链节电路的电压和链节电流的指示估计电容器的任何电压改变。

相分支的导向开关每个包括多个串联连接的开关元件。在一些实施例中，相分支的导向开关包括晶闸管。

在一些实施例中，转换器包括连接到高和低DC端子的DC链电容，其中所述DC链电容可典型地具有在4mF至10mF范围内的电容值。

电压源转换器可以在高压直流配电系统中使用。

在本发明的另一个方面提供有操作电压源转换器的方法。从而本发明的另一个方面提供有操作电压源转换器的方法，该电压源转换器具有：

在高与低DC端子之间连接的多个相分支；

其中每个相分支包括：高侧导向开关，其使高侧DC端子连接到对于该相分支的AC节点；低侧导向开关，其使AC节点连接到低DC端子；和链节电路，其包括多个串联连接的链节模块，链节电路的第一端在高与低导向开关之间连接以电耦合于AC节点；

链节模块中的每个包括至少一个能量存储元件，其可以选择性地与其他模块串联连接或被绕过，

第一或第二额外链节电路，其中该第一和第二额外链节电路的第一端分别连接到高侧DC端子和低侧DC端子；

其中链节电路中的每个包括至少一个能量存储元件，其可以选择性地与其他模块串联连接或被绕过，并且其中链节电路中的每个的第二端连接到共同节点使得在使用中，电流可以经由相应的链节电路从一个相分支流到另一个；

其中该方法包括：

在电力循环中控制导向开关并且采用电压模式控制每个相分支的链节电路以在该电力循环期间在AC节点处提供受控电压转变；以及

采用电流模式操作链节电路中的至少一个以在该电力循环期间的时刻提供限定的链节电流。

本方法提供全部优势并且可以在上文关于本发明的第一方面描述的所有变化形式中实现。

在另一个方面提供有电压源转换器，其包括：

在高与低DC端子之间连接的多个相分支；

其中每个相分支包括：

高侧导向开关，其使高侧DC端子连接到对于该相分支的AC节点；

低侧导向开关，其使AC节点连接到低DC端子；以及

链节电路，其包括多个串联连接的链节模块，这些链节模块中的每个包括至少一个能量存储元件，其可以选择性地与其他模块串联连接或被绕过，链节电路的第一端在高侧与低侧导向开关之间连接以电耦合于AC节点；

其中链节电路中的每个的第二端连接到共同节点使得在使用中，电流可以经由相应的链节电路从一个相分支流到另一个；

其中转换器控制器配置成控制每个相分支的导向开关以在相状态序列之间循环；

其中转换器控制器配置成采用电压模式控制每个相分支的链节电路以在一个导向开关关断与另一导向开关接通之间的转变态期间在AC节点处提供限定的电压转变；

并且其中转换器控制器配置成采用电流模式操作相分支的链节电路以持续该相分支不在转变态的时间的至少部分提供限定的链节电流。

因此在本发明的该方面的实施例中，相分支的链节电路采用电流经由链节电路从一个相分支流到另一个这样的方式再次彼此连接，即链节电路未接地或未连接到某一其他电流吸收器，并且未采用电压模式使用的相分支的链节电路采用电流模式使用以允许限定的电流流动。

根据本发明的该方面的转换器可在与在上文关于本发明的第一方面描述的相同的全部变化形式中使用。

本发明的实施例还涉及用于操作受控转变桥式转换器来提供电容器平衡的方法和装置，其中链节的能量存储元件是电容器。从而在另一个方面中提供有电压源转换器，其包括：

在高与低DC端子之间连接的多个相分支；

其中每个相分支包括：

低侧开关，其使AC节点连接到低DC端子；以及

链节电路，其连接到AC节点并且可操作成在高侧和低侧导向开关都关断时控制AC节点处的电压转变；每个链节电路包括多个串联连接的链节模块，这些链节模块中的每个包括至少一个电容器，其可以选择性地与其他模块串联连接或被绕过，

其中转换器控制器配置成控制链节电路使得在多个转换器开关状态中的每个中，补偿电流经由至少两个链节电路在高与低DC端子之间流动，其中在转换器的开关周期内流过每个链节电路的补偿电流总和使电容器电压维持在预定极限内。

转换器控制器可以监测链节电路的电容器的电压并且采用电流模式持续链节电路不在控制电压转变的时间的至少部分操作相分支的链节电路来提供链节电流以用于使链节电路的电容器的电压维持在预定极限内。转换器可以额外包括第一和第二额外链节电路，其中该第一和第二额外链节电路的第一端分别连接到高侧DC端子和低侧DC端子。第一和第二额外链节电路可以用于在全部高侧或全部低侧导向开关关断的状态对补偿电流提供流动路径。

转换器控制器因此确定是否需要任何电容器平衡并且如果是这样的话，链节电路在未用于控制电压转变时控制链节电路以便提供重设或补偿电流，其将使电容器电压维持在预定极限内。转换器控制器可包括如上文描述的电容器平衡控制器。转换器可以在上文描述的变化形式中的任一个中实现。

附图说明

现在将关于附图仅通过示例的方式描述本发明，其中：

图1图示受控转变型的已知电压源转换器；

图2图示对于转换器（例如图1中示出的）的梯形波形驱动方案；

图3图示根据本发明的实施例的电压源转换器；

图4图示在图3的转换器的一个开关状态的电流流动；

图5图示总谐波失真如何随梯形波形的截取角α变化；

图6图示在图3的转换器的另一个开关状态的电流流动；

图7图示根据本发明的实施例用于对转换器的相控制导向开关和链节电路的相控制器的一个示例；

图8图示采用电流模式控制链节电路的原理；

图9图示根据本发明的实施例的转换器的控制系统的一个示例；

图10电容器平衡模块的一个示例；

图11示出根据本发明的实施例的转换器的模型化电压波形和链节电流；

图12示出模型化变压器次级电压和电流；

图13示出链节电路的平均电容器电压的模型化值和需要的补偿电流；

图14示出DC正和负端子中的电流的模型化值和计算的电流；

图15示出通过导向开关和额外链节电路的模型化电流；

图16示出额外链节电路的平均电容器电压的模型化值和相关补偿电流；以及

图17图示根据本发明的实施例的转换器的双斜率梯形波形驱动方案。

具体实施方式

如上文论述的，图1图示已知类型的转换器，称为受控转变桥（CTB）。转换器在高态可操作并且在低态也可操作，在该高态中高侧导向开关接通（即导通）并且低侧导向开关关断（即非导通），并且在该低态中，低侧导向开关接通并且高侧导向开关关断。链节电路101a-c在导向开关中的一个关断并且另一导向开关接通之间的转变态控制转换器的AC节点102a-c处的电压转变。在常规方法中，控制转换器来生成梯形波形，如在图2中图示的。

图2图示在2π的相周期内可如何控制节点102a-c处的三个相的电压。考虑起初仅相A和在顶部标绘图中图示的电压V_A，在周期开始时，节点102a处的电压为零。控制链节电路101a以提供稳定电压爬升到相角α处的高侧电压。这时则接通导向开关S_W1。导向开关S_W1保持接通直到周期中的相角π-α，并且然后关断，这时链节电路101a在节点102a处维持高压。然后控制链节电路102a以使节点102a处的电压斜降到零（在相角π）并且然后进一步降到低侧电压（在相角π+α）。然后接通导向开关S_W4并且在关断之前持续某一持续时间（直到相角2π-α）地保持接通。然后节点102a处的电压在周期结束时斜变回到零。对于相B的电压V_B和对于相C的电压V_C跟随相似周期但分别具有2π/3和4π/3的相延迟。

如之前提到的，对于图1中示出的转换器，相的DC电流流动在转变期间被中断并且需要大的链电容107来维持DC端子处的电压，这可能是不可取的并且甚至在一些实例中不切实际。

因此在本发明的实施例中，提供受控转变桥式转换器，其中提供链节电路来控制每个AC节点处的电压转变。实施例因此具有与每个相关联的链节电路，其中该链节电路的第一端连接到相关相的中点，即耦合于高侧与低侧导向开关之间的相关AC节点。如与常规CTB一样，这些链节电路的第二端全部彼此连接，即连接到共同节点，但该共同连接未接地，或未连接到某一其他电流吸收器。因此在本发明的实施例中，电流可以经由相应的链节电路从一个相分支流到另一个。

图3图示根据本发明的一个实施例的转换器300，其中与图1中图示的那些相似的部件使用相同标号标识。在该转换器300中，链节电路101a-c彼此连接但未接地。在该实施例中，在DC端子中的每个（DC+和DC-）与链节电路101a-c的共同连接之间还提供额外链节电路301和302。

本发明的实施例（例如图3中图示的实施例）使用电流映射技术以在DC端子处维持平滑DC电流并且从而允许任何DC链电容（未在图3中图示）比已知CTB转换器的小得多或甚至全部被消除。在这些实施例中，链节电路101a-c采用电压模式在转变态操作来控制AC节点102a-c处的电压在高与低态之间的转变（如之前描述），但也可以采用电流模式操作，而不用于控制电压转变来提供限定的链节电流以便确保正确的电流循环。也就是说在相分支不在转变态并且在高态和/或低态的时间的至少部分，对于该相的链节电路可采用电流模式操作来提供限定的链节电流。

链节电路102a-c从而采用电压模式操作以在对于该相分支的两个导向开关都关断（即非导通）时控制电压转变。对于该相的任何电流流动因此将经由相关链节电路。不是使这样的电流流到地，而是，其他链节电路中的至少一个可采用电流模式操作以提供通过该链节电路的限定的电流流动并且因此控制对于各种相的整体电流循环。如将在下文更详细描述的，转换器控制器可以配置成基于AC和DC电流需求的指示以及转换器的相分支中的每个的开关状态对采用电流模式操作的每个链节电路确定限定的电流流动。

作为示例，考虑转换器的特定开关状态，比如说转换器开关状态，其中：相B处于高态，其中导向开关S_W3接通；相C处于低态，其中导向开关S_W2接通；并且相A在高与低态之间转变。在图2中示出的示例波形中，该开关状态在相角π-α与π+α之间出现。在该状态中，链节电路101a采用电压模式操作来控制节点102a处的电压。导向开关S_W3接通来对电流I_B提供电流路径并且导向开关S_W2接通来对电流I_C提供电流路径。图4图示该开关状态并且虚线图示转换器的相关部分中的各种电流路径。将假设端子电流将被感应驱动，因此端子处电压中的瞬态变化将具有最小效应，此后果也是对于全部端子电流总是必须有确保的路径。在该实施例中，链节电路101b和101c采用电流模式可操作成允许电流I_CLB和I_CLC分别在相B和C中循环。

为了正确操作，I_B和I_C电流（对于这些相的AC电流需求）应分别在相B和C中流动，而I_DC和-I_DC电流（DC电流需求）应分别在正和负DC轨中流动。为了分别对相B和C提供I_B和I_C电流，由链节电路101b和101c生成的电流应等于：

方程（1）

可以使用无差拍控制采用电流模式控制链节电路，如将在下文更详细描述的。如本领域内技术人员将意识到的，在无差拍控制中，关于适当限定的参考电流来跟踪瞬时电流。

对于链节电路101a-c的共同连接点未接地并且从而由链节电路生成的这些差分电流被迫流入相A，如图示的。对于相A的电流从而是：

方程（2）

因为通过定义情况是，该电流条件是有效的并且提供平滑DC电流而需要很少或不需要DC链滤波。

相似考量适用于所有转换器开关状态，其中一个相分支处于高态，一个相分支处于低态并且，一个相分支处于转变态且其链节电路采用电压模式操作来控制相关AC节点处的电压。在这样的状态中，一般，处于高态的相分支的链节电路可操作成提供具有基于DC电流需求减去对于该相的AC电流需求的分量的限定的链节电流并且可控制处于低态的相分支的链节电路来提供具有基于DC电流需求减去对于该相的AC电流需求的分量的限定的链节电流。

然而注意可存在其他开关状态，这取决于α的值。图2图示梯形波形，其中α值确切等于π/6，其是α的特殊值。如上文解释的，α可以视为相关AC节点处的电压处于零与相关DC总线电压在接通相关导向开关时的点的截取之间的相角差异。对于对称波形，α也是周期中关断导向开关时的点与AC端子处的电压与零的截取之间的相角差异。从而导向开关S_W1在α相角接通并且在π-α相角关断。以相对2π/3延迟控制导向开关S_W3，因此在2π/3+α相角接通它。如果α值等于π/6，则在接通导向开关S_W3的确切时间关断导向开关S_W1。同样，如在图2中图示的，在接通导向开关S_W5时关断导向开关S_W3并且在接通导向开关S_W1时关断导向开关S_W5。从而在任何时间总是有一个、但只有一个高侧导向开关导通。对低侧导向开关存在相似关系并且总是有一个、但只有一个低侧导向开关导通（忽略任何传播延迟或与导向开关接通关联的微小定时误差）。

因此由于该特殊情况，转换器在第一多个转换器开关状态之间切换，该第一多个转换器开关状态包括六个不同的开关状态，其中的每个使一个高导向开关接通、一个低侧导向开关接通，且一个相的两个导向开关关断并且相关链节电路采用电压模式操作。对于这些状态中的每个，可使用描述的电流映射技术使得采用电流模式操作处于高态和低态的相的链节电路来提供正确的电流循环。

然而将意识到截取角度值α的其他值将导致其他开关状态。例如，如果α具有小于π/6的值，则对于一个相的受控电压转变将随着其他两个相中的每个中的两个导向开关继续导通而结束，因此对于短时期，全部三个相将使导向开关导通。例如，导向开关S_W3将在导向开关S_W1关断之前接通并且从而将存在其中两个高侧导向开关同时接通这样的状态。在转变结束时该短时期从而将使两个导向开关到一个DC轨并且使第三导向开关导通到相对DC轨。

然而如果α具有大于π/6的值，则导向开关S_W1将被关断以对相A起动电压转变，而对于相B的电压转变仍然出现并且从而在导向开关S_W3接通之前。因此在该情况下，将存在这样的时期，其中全部三个高（或低）侧导向开关关断。

应注意转换器可以设置成提供除梯形波形以外的波形。然而，梯形波形的使用具有基波上升到DC链之上、从而使对于指定额定功率的AC电流减少并且因此改进转换器损耗（即，使其减少）的优势。

在使用中，转换器将典型地用使转换器的AC和DC侧连接的星形/三角形变压器。这典型地意指全部三个“三的整数倍次”谐波将被消除。在这样的情况下，波形的余下谐波含量可以随着梯形斜率增加（即α的值增加）而明显减少。图5图示对于变化的α值CTB型转换器的总谐波失真（THD）如何变化，而使用对称梯形波形。在该标绘图上标记对应于α=π/6的线。还标记对应于值α_m的线，其对应于THD曲线的（局部）最小值。值α_m是0.6283并且该点几乎是精确的，其中五次谐波过零。在α值低于α_m时，THD迅速上升。从而，用具有在α_m或附近的α值（即，在大于π/6的α值处）的梯形波形操作转换器方面可以有优势。从图5将看到在甚至较高α值将存在THD的另一个较低最小值，然而，α值越大，转换器在具有相对低损耗导向开关导通的高或低态中所花的时间越少。由于这些原因，在α_m附近的操作在一些实施例中可以是优选操作域。

下文的表1列出转换器通过改变开关序列（即，相应地，α值）而可以有效切换到的各种开关状态。将注意对于理论上可能的六个导向开关的一些开关组合并不是操作VSC的有效开关状态。例如，同时导通的指定相分支的两个导向开关不是有效开关状态。使全部三个高侧导向开关（S_W1、S_W3和S_W5）或全部三个低侧导向开关（S_W4、S_W6和S_W2）同时导通，这也不是有效的（对于本论述）。同时非导通的所有导向开关（即全部一起关断）也不是在操作中在开关序列期间出现的有效开关状态。

状态	SW1	SW4	SW3	SW6	SW5	SW2	101a	101b	101c	301	302
												1	0	0	0	0	0	1	V	V	I	I	0
2	0	0	0	0	1	0	V	V	I	0	I
												3	0	0	0	1	0	0	V	I	V	I	0
4	0	0	0	1	0	1	V	I	I	0	0
												5	0	0	0	1	1	0	V	I	I	0	0
6	0	0	1	0	0	0	V	I	V	0	I
												7	0	0	1	0	0	1	V	I	I	0	0
8	0	0	1	0	1	0	V	I	I	0	0
												9	0	1	0	0	0	0	I	V	V	I	0
10	0	1	0	0	0	1	I	V	I	0	0
												11	0	1	0	0	1	0	I	V	I	0	0
12	0	1	0	1	0	0	I	I	V	0	0
												13	0	1	0	1	1	0	I	I	I	0	0
14	0	1	1	0	0	0	I	I	V	0	0
												15	0	1	1	0	0	1	I	I	I	0	0
16	0	1	1	0	1	0	I	I	I	0	0
												17	1	0	0	0	0	0	I	V	V	0	I
18	1	0	0	0	0	1	I	V	I	0	0
												19	1	0	0	0	1	0	I	V	I	0	0
20	1	0	0	1	0	0	I	I	V	0	0
												21	1	0	0	1	0	1	I	I	I	0	0
22	1	0	0	1	1	0	I	I	I	0	0
												23	1	0	1	0	0	0	I	I	V	0	0
24	1	0	1	0	0	1	I	I	I	0	0

表1

表1图示哪个导向开关导通（值1）或非导通（值0）以及链节电路101a-c是采用电流模式还是电压模式操作。

将意识到在操作中，转换器将循环通过这些有效开关状态的子集的序列，这取决于截取角α的值。

例如，如果α值等于π/6，转换器将循环通过包括重复状态5、20、18、7、14和11的序列。这些开关状态还将对于其他α值出现，但结合额外的开关状态。这六个状态从而可以视为基本状态。

如果α值小于π/6，转换器将循环通过在序列中包括基本状态以及额外状态的序列，5、22、20、21、18、24、7、15、14、16、11和13。

如果α值大于π/6，转换器将循环通过在序列中包括基本状态以及额外状态的序列，5、3、20、17、18、1、7、6、14、9、11和2。

将注意来自表1的状态4、8、10、12、19和23是未在以梯形波形操作的转换器的正常操作中使用的状态。对于一些转换器实施例，这些理论有效状态因此可以被忽视并且实际上可未出现。然而，在一些转换器实施例中，这样的状态可以在某些操作条件（例如其中AC或DC电路出故障并且崩溃到一定程度）中使用，这是可能的，并且为了完整性而在这里列出它们。

因此如上文提到的，对于小于π/6的α值，在序列中将存在这样的状态，其中两个高侧或低侧导向开关将对两个相导通并且另一相将使相反导向相导通。例如考虑来自上文的表1的状态15。在上文指出的对于α<π/6的序列中，状态15从状态7跟随-该状态7是图4中图示的状态。然而在状态15中，导向开关S_W4现在导通，同时导向开关S_W3和S_W2也导通。在该状态中，链节电路101a-c中没有一个采用电压模式操作并且全部三个链节电路可以采用电流模式操作来控制期望的差别电流。

如在图4中图示的，在状态7，链节101b和101c采用电流模式操作并且链节101a采用电压模式操作来控制节点102a处的电压转变。在节点处的电压大致达到低侧DC轨电压时，导向开关S_W4可以闭合并且进入状态15。这时链节电路101a可以开始采用电流模式操作。因为现在对于负DC轨有两个导向开关闭合，电流-I_DC可以流入相A和C，其中+I_DC继续在相B中流动。电流-I_DC从而可以在相A与相C之间划分，其中控制链节101a-c中的每个以根据需要生成相应的差别电流。然而将注意因为转换器中的所有臂具有电感，转换器操作中的每个瞬态改变将创建瞬态电压或电流，其应被最小化。因此作为备选方法，在相A中通过导向开关S_W4的电流可以随着控制通过链节101a的电流来供应I_A而被置零。该后面的方法创建最小数量的瞬态，但也将使整体损耗增加并且因此前面的方法可以是优选的。电流I_DC可在链节101a与101c之间划分为I_DC的第一和第二份额，其中该第一和第二份额总和为大致值一。在该示例中，第一和第二份额每个是1/2，但根据期望可以使用其他份额。

假设采用前面的方法并且链节控制的相应电流可以是：

方程（3）

因此，一般处于彼此相同状态的两个相分支的链节电路操作成提供具有基于DC电流需求的份额（例如，一半）减去对于该相的AC电流需求的分量的限定的链节电流，并且操作另一相分支的链节电路来提供具有基于DC电流需求减去对于该相的AC电流需求的分量的限定的链节电流。

对于大于π/6的α值，在序列中将存在这样的状态，其中没有高侧或低侧导向开关将导通。这意指在上或下DC轨中对于DC电流将没有电流路径。例如，考虑来自上文的表1的状态6。在上文指出的对于α>π/6的序列中，状态6从状态7跟随-该状态7是图4中图示的状态。在该状态中，导向开关S_W2、S_W4和S_W6中的全部都断开并且非导通，因此没有到DC-端子/母线的电流路径。如之前指出的，假设电流由转换器内或外部的电感驱动，因此对于所有端子电流的路径是必不可少的。如与已知CTB型转换器一样，一个解决方案可以是在DC轨与链节电路的共同端子之间添加电容器，但如提到的那样为了防止在DC轨上出现明显的瞬态电压，这些电容可能不切实际地很大。

因此在本发明的实施例中，可操作为可开关电流源的额外元件（在该示例中是额外链节电路）可在DC端子（DC+和DC-）中的每个与链节电路101a-c的共同连接之间提供。返回参考图3，因此提供额外链节电路301和302以在截取角α大于π/6的情景中实现电流映射。

额外链节电路301、302将表现为“有源电容器”并且在采用电流模式操作时应给予快速电流拾取来确保I_DC未被中断。将注意与在引言中描述的MMC型转换器不同，在DC端子之间连接的这些额外链节电路301和302的目的是仅对DC电流提供电流路径，因此跨两者的电压应几乎恒定在V_DC。

图6因此图示额外链节电路301和302可如何采用电流模式操作来提供电流路径以维持DC电流在这样的状态，其中所有高侧或低侧导向开关关断并且未导通。图6图示来自上文的表1的状态6。在该状态中，两个相A和C在转变中并且从而链节电路101a和101c采用电压模式操作。对这两个链节电路馈送的电流由链节转换器101b提供并且还通过额外链节电路302提供，链节转换器101b采用电流模式操作以提供与通过导向开关S_W3的电流I_DC的差别电流I_CLB，（其中I_CLB=I_DC-I_B），该额外链节电路302对-I_DC提供电流路径。通过链节电路302的电流应是-I_DC，这因此将是清楚的。馈送到这些链节电路的共同线路内的各种电流从而是：

方程（4）

从而，维持DC电流并且还维持平衡并且到使链节电路连接的共同线路内的所有电流总和也是零。

因此，一般在仅一个链节电路采用电流模式操作时，链节电路操作成提供具有基于DC电流需求减去对于该相的AC电流需求的分量的限定的链节电流。

与图1的转换器的仅仅三个链节电路相比，额外链节电路清楚表示额外部件。从上文的论述将意识到如果转换器仅用具有小于或等于π/6的α值的梯形波形来操作，则将不需要额外链节电路301和302来提供电流循环所需要的电流路径并且链节电路101a-c将是足够的。本发明的实施例因此可以包括具有链节101a-c的转换器，但没有额外链节电路301和302（并且可能没有任何DC链电容器或至少任何明显大的DC链电容器），转换器具有控制器以用于操作转换器使得链节电路101a-c在未采用电压模式使用时采用电流模式操作，并且其中在正常操作期间，没有明显的所有低侧或所有高侧导向开关不导通时的时间段。

然而如上文提到的，在采用开关序列操作方面可有益处，该开关序列包括其中所有高侧或低侧导向开关同时关断的状态以便从减少的THD获益并且从而使需要的滤波减少。在该情况下，额外链节电路301和302能够在DC端子处维持平滑电流（使对大的DC链电容的需要减少或消除它）。另外，如稍后将更详细解释的，额外链节电路301和302还提供更好的故障处理特性并且在链节101a-c中提供电容器平衡的手段并且从而甚至在采用其中总是有至少一个高侧和至少一个低侧导向开关导通来对相关DC轨提供电流路径的状态序列操作时提供优势。

上文的论述示出随着引入额外链节电路301和302，图4中示出的转换器可以跨一系列操作所必需的所有开关状态使用，其中采用电流模式使用链节101a-c以在未采用电压模式操作时根据期望使电流循环来控制相关AC端子处的转变并且其中采用电流模式使用额外链节电路301和302以在高侧或低侧上的所有导向开关同时非导通时确保DC端子处的电流连续性。

链节电路102a-c的操作模式从而受相关开关状态支配，这取决于相关相的相角。在一些方面，可看到每个相独立地采用导向开关控制来操作并且相关链节电路的操作模式由对于该相的相角和截取角α（对于相对简单的梯形波形）限定。从而在一些实施例中，控制器可实现状态机来控制每个相分支。状态机可基于电力循环（对于该相分支）的瞬时相的指示和所需要的序列中的各种状态之间的转变，从而生成控制信号来控制导向开关并且还使相关链节电路能够采用电压模式或电流模式操作。

图7图示用于控制转换器（例如在图3中图示）的个体相的相控制器700的一个实施例。相控制器可包括状态机701，其接收截取角α和对于该相的瞬时相角Φ的指示并且输出适当的开关控制信号S_{WH_CTL}和S_{WL_CTL}用于相应地控制高和低侧导向开关。状态机还将向链节电路电压控制器702提供电流状态指示。

将注意对于操作成提供对称梯形波形的个体相，可以看到仅存在四个主要相周期状态：在电压增加的转变中；在高侧导向开关接通的高态中；在电压减小的转变中；以及在低侧导向开关接通的低态中。因此在一些实例中，状态机可在这四个开关状态之间循环。然而在一些实例中为了便于控制，可期望将转变态中的至少一个细分成两个子状态，例如电压从+V_DC减小到零的转变态可看作与电压从零减小到-V_DC的不同状态。

链节电压控制器702包括电压转变控制器703和电流模式控制器704。电压转变控制器控制电压改变速率。在一个示例中，电压转变控制器703接收电压端子的幅值V_DC的指示，并且还接收截取角α和瞬时相角Φ，并且确定对于正转变（即低到高）的至少一个转变控制信号T+，和对于负转变的至少一个转变控制信号T-。在具有简单的梯形波形的一个示例中，正转变信号可计算为V_DC×Φ/α，其中Φ从-π变化为+π，并且正转变在Φ=-α与Φ=α之间出现。在该情况下，当Φ在-π与-π+α之间时负转变控制信号可确定为V_DC×-(Φ+π) /α，并且Φ在π-α与π之间时负转变控制信号可确定为V_DC×-(Φ-π) /α。

电流模式控制器704在采用电流模式操作时控制链节电路的电压。

如之前提到的，在电流模式控制中，相关链节电路可通过无差拍型控制形式来控制。从而可限定链节电路的电压使得跨串联连接的电抗器的电压将给出电流速率使得在逐样本基础上，电流在该样本结束时达到正确值。

将链节电路视为电压源V_CL，其具有某一串联电抗L_CL和电流变换器（currenttransducer）。将意识到实际上链节电路不是完美的电压源，而相反具有基于链节元件数量的某一电压分辨率，但原理相同。

图8图示对于具有采用电流模式操作的链节的个体相的两个状态，其中高侧导向开关S_WH或低侧导向开关S_WL将导通。假设每个DC端子处DC电压的幅值是V_DC并且链节电路的共同点在0V。如果该相处于高侧导向开关闭合的高态，电流将给出为：

方程（5）

其中I_n是测量电流并且I_n+1是需求电流并且V_CL是需要的链节电压使得测量电流在本样本结束时等于需求电流。重新设置则给出：

方程（6）

对于该相处于低态并且链节通过低侧导向开关S_WL连接到负轨的情况，则V_DC和I_n+1都变成负的，以便可以使用相同参考。

因此返回参考图7，电流模式控制器704因此可以接收V_DC的指示并且还接收AC电流需求I_AC和DC电流需求I_DC的指示，连同指示本链节电流I_{CL_FB}的反馈信号。链节电流模式控制器将得出参考链节电流并且实现无差拍控制来提供控制信号C+以用于在高侧开关接通时控制链节电流并且提供控制信号C-以用于在低侧开关接通时控制链节电流。

然而将意识到在个体链节电路采用电流模式操作并且从而充当电流源时，实际电流需求可根据整体转换器的特定状态而变化。如上文提到的，如果α小于π/6，则在一些状态将存在两个高侧或低侧导向开关同时导通并且I_DC电流可在两个导向开关之间划分。在这样的情况下，用于控制相关链节电路的电流参考将基于通过相关导向开关的电流±I_DC/2而不是如在仅高侧或低侧导向开关导通的状态中的I_DC。如将在下文更详细描述的，整体控制可以基于整体转换器状态确定对于个体相的电流需求，例如I_DC。从而，个体相控制器可以简单地对指示的电流需求作出响应。

来自电压转变控制器703和电流模式控制器704的控制信号可传递给选择器705，其确定适当的控制信号以基于状态机701指示的相的状态来使用。选择器的输出可以是电压控制信号V_CL，用于控制链节电路的电压。

图9图示对于整个转换器（例如在图3中图示的）的控制系统900的一个示例。控制系统对于每个相具有相控制器700a-c。每个相控制器可以是如在上文参考图7描述的相控制器。相控制器具有在上文参考图7描述的输入，但为了清楚起见在图9中仅指示用于链节电流模式控制的I_DC输入。图9还指示各种控制输出，例如对于导向开关的控制信号和链节控制信号作为单输出，为了清楚起见是“相A”等。

如在图7中图示的，相控制器700可输出相的相关开关状态，如由状态机701确定的。第一DC电流分配控制器901可以设置成接收个体相中的每个的状态的指示并且相应地对每个相确定DC电流。第一DC电流分配控制器901可实现真值表使得在相中的任意两个都处于高态或都处于低态情况下对于那些相中的每个的DC电流需求设置为I_DC/2，如上文描述的。

控制系统900还包括第二DC电流分配控制器902，其用于确定DC电流何时应由额外链节电路301和302供应。第二DC电流分配控制器902因此还接收相中的每个的状态的指示。第二DC电流分配控制器902还可实现真值表使得在两个相都处于转变中并且从而所有高侧或所有低侧导向开关关断的情况下，激活相关额外链节301或302来提供需要的DC电流。第二DC电流分配控制器902因此接收实际DC电流需求I_DC的指示并且生成为额外链节电路设置电流需求的控制信号CL4和CL5。

这些信号可传递给额外链节控制器903。该额外链节控制器可以与上文描述的形成相控制器700的部分的链节电压控制器702相似。从而额外链节控制器903可从额外链节电路301和302接收反馈电流信号I_{CL4_FB}和I_{CL5_FB}连同V_DC的指示。额外链节控制器903可生成控制信号V_CL4和V_CL5以用于控制额外链节301和302。

在图7和9中图示的控制系统从而可以操作转换器（例如图3中示出的实施例）并且使用与每个相关联的链节101a-c和/或额外链节电路301和302来实现电流循环以对每个个体相提供正确电流同时维持大致平滑DC电流。

在使用链节电路来合成电压波形和/或调节电流方面，重要的是维持链节电路的电容器（或其他能量存储设备）上的正确电荷。维持电容器电荷不仅从防止电容器过度充电方面而且从维持流过转换器桥的正确电流方面是重要的。

将意识到在转变期期间，能量可在链节电容器内累积。这可以导致链节电路的子模块的电容器的平均电压增加。如果未维持电荷平衡，在随后采用电流模式操作链节电路时提供的电流调节可不准确，这可导致操作问题。

在本发明的实施例中，电流映射技术用于允许重设电流流动来为链节的电容器提供电荷平衡。也就是说，可确定任何电容器电荷不平衡的指示（例如链节电路的子模块的平均电压的上升）并且将其用于控制流过链节电路101a-c以及可能额外链节301和302的差分电流，来提供电容器电荷平衡。

链节电路中将包含的能量可以表示为链节元件内的个体电容器内的能量。这可表达为：

方程（7）

其中Cm_i是第i个子模块的电容，Vm_i是跨第i个子模块的电压，Nm是子模块的数量并且Vm_av是跨子模块的平均电压。

子模块的电容器的平均（或总）电压值的平方或与之成比例的值因此可用于确定控制信号以用于提供电容器平衡来控制链节电路的电容器的整体电压水平。

子模块的电容器的电压典型地实际上将作为链节电路的控制的部分而测量。可例如测量电容器电压来确保电容器电压不在界外。还可测量电容器电压以允许控制对子模块的选择，如稍后将解释的。

因此在一个实施例中，可确定各种电容器电压的总和并且将其用于确定平均电容器电压Vm。这得出的链节元件的电容器的电压平均值可以用作控制的部分以用于调节平均电容器电压。在一个实施例中，电容器电压的平均值可以平方并且该Vm²值可以与参考电压值比较并且被滤波来去除强的二次谐波项。该滤波误差信号可以用于生成反馈信号以用于调节电容器电压，例如使用PI型控制形式。当然将意识到电容器值的总和反而可以平方并且与适当参考值比较（或可以使用某一其他比例值）。

该控制信号可以用于在按电流需要操作时调节对链节电路的DC电流需求以便重设由于操作（例如采用电压模式）引起的平均电荷水平的任何变化。

除调节子模块的电容器的整体或平均电压外，应平衡各种子模块的个体电容，即来确保子模块的电压值彼此相差不大。在一个实施例中，子模块管理块还可监测能量存储元件的电容器的电压以便允许适当选择子模块电容器来接入和接出串联连接。在一个实施例中，测量所有子模块的电容器的电压并且按照电荷/电压的顺序来排序。在需要正电流（即电容器将放电）的情况下，可相继选择具有最大电荷的电容器来提供需要的转变。在负电流流动（即电容器将充电）的情况下，可相继选择具有最低电荷的电容器。该方法意指具有最大电荷的电容器是被选择来放电的那些并且具有最低电荷的电容器是被选择来充电的那些。该方法确保电容器的电压彼此相差不太大。理论上，可以每样本周期将子模块重新分类但实际上这可导致子模块的快速切换。因此优选的是，维持分类顺序的寄存器并且如果寄存器中的子模块电容器与平均电容器电压不同则仅修正子模块电容器的位置。

返回参考图7，相控制器700因此可具有电容器平衡模块706，用于确定指示在电力循环内提供该链节电路的电容器的电压平衡所需要的重设或补偿电流的控制信号。

电容器平衡模块706可以接收链节电压V_CL和电流I_{CL_FB}的指示连同被监测/测量电容器电压V_{cap_mon}的指示并且生成控制信号CL_cap_bal以用于通过调节DC电流需求来调节整体电容器电压。电容器平衡模块还可以可选地输出链节电路的电容器的电压的总和的指示V_cap。

在该实施例中，提供电容器平衡模块706以通过在采用电流模式操作时控制经由链节电路在DC端子之间流动的修整或重设电流来平衡或调节平均电容器电压值。另外，可存在子模块选择控制以用于确保链节电路的电压在各种子模块之间均等地平摊，这可牵涉按测量电压对子模块排序并且相应地选择子模块，如上文描述的。在图7中示出的实施例中，该分类和选择功能由选择器705执行。选择器705因此还接收子模块电压中的每个的被监测值的指示。然而将意识到这些各种功能可以在不同设置中实现并且电容器平衡模块可以提供选择功能。

图10图示适合的电容器平衡模块706的一个实施例。逻辑块1001接收链节电路的子模块的电容器的测量电压V_cap_mon并且使这些电压相加且平方来提供。积分器1002使该值积分来产生与Vm²有关的值。该值然后由逻辑1003处理，例如经受平方根函数，来输出链节电路的子模块的总电压的值V_cap。代表在循环内存储的额外能量的Vm²值可以与参考值V_C0 ²比较并且将误差信号传递到调谐的陷波/带通滤波器1004来去除任何二次谐波分量。滤波误差信号被传递到PI控制器，其包括定标元件1006和积分器1006来产生对于该相的控制信号CL_cap_bal。该控制信号用于调节DC电流需求。

实现链节电路的电压平衡所需要的必需重设或修整电流可以通过在链节电路采用电流模式控制操作时向流动的电流添加适当的电流分量而实现。为了在电力循环内平衡三个链节电路101a-c，可生成重设电流i_dchA、i_dchB和i_dchC。然而从上文的论述将意识到根据转换器的整体状态，可存在采用电流模式操作的不同数量的链节电路101a-c。

如上文提到的，具有对称梯形波形的转换器的操作将牵涉六个“基本状态”，即，如果是等于π/6的α值则将出现的六个开关状态。在这六个基本状态中的每个中，一个相在转变中，其中相关链节电路101a-c采用电压模式操作，并且另外两个相分别处于高态和低态，其中相关链节电路都采用电流模式操作。从而在对于这六个基本状态的整个完整电力循环中，每个配对的链节电路（例如101a和101b）将出现两次，如在下文的表2中指示的：

表2

这六个配对在折扣复制时减少为三个截然不同的配对。

在电力循环内，在这些状态从传递通过链节电路对的共同电流i_dchAB、i_dchAC和i_dchBC生成重设电流i_dchA、i_dchB和i_dchC。这些关系表达为：

方程（9）

对此以矩阵形式重写给出以下：

方程（10）

对平方矩阵求逆则给出：

方程（11）

从而，例如在图4中示出的状态（其中链节电路101b和101c都采用电流模式操作，并且链节电路101a采用电压模式操作）中，在链节电路101b和101c中流动的电流可以通过等于以下的电流分量i_dchBC来调整：

方程（12）

如上文提到的，如果α的值小于π/6，则除六个基本状态外，还将另外存在各种状态，其中全部三个链节电路101a-c采用电流模式操作，如在表3中示出的：

表3

这再次在去除复制的情况下减少为三个截然不同的状态。对于这些状态，对于两个正或两个负链节电路的DC电流可以等于I_DC/2，如上文描述的。从而在这些状态中，链节电路中需要的修整或补偿电流可以标识为：

方程（13）

其中电流i_{dcchA_BC}代表在链节电路101a连接到一个DC端子、链节电路101b和100c并联连接到其他DC端子时流动的电流，即在来自上文的表1的状态16和21中，并且电流i_{dcchB_CA}代表在状态15和22中流动的电流并且i_{dcchC_AB}代表在状态13和24中流动的电流。

对此以矩阵形式重写给出以下：

方程（14）

对此求逆来给出组合函数，这给出以下：

方程（15）

从而，例如在其中全部的链节电路101a-c采用电流模式操作且其中链节电路101a和102b连接到相同DC端子的状态中，在链节电路101a-c中流动的电流可通过等于以下的电流分量i_{dchC_AB}来调整：

方程（16）

同样如上文提到的，如果α的值大于π/6，则除六个基本状态外还将另外存在各种状态，其中仅一个链节电路101a-c采用电流模式操作。在该情况下，链节部件中的补偿电流分量可以等于对于相关链节的识别补偿电流，即i_dchA、i_dchB或i_dchC。

返回参考图9，对于每个相的相控制器700a-c因此可以得出需要的补偿或平衡电流CL_bal_cap的指示，如在上文关于图10描述的。电容器平衡控制器904因此可以从每个相控制器接收平衡电流需求的指示并且还接收每个相的电流状态的指示。基于转换器的整体状态（即，哪个链节电路在采用电流模式操作），电容器平衡控制器904根据上文的论述生成电流平衡分量y的指示。在一些实例中，电容器平衡控制器904可实现一定形式的查找表。在图9中图示的实施例中，电容器平衡电流分量添加到第一DC电流分配控制器901所使用的DC电流I_DC值。

相似方法可用于确保额外链节电容器301和302的电容器平衡。从而，额外链节控制器903可包括沿在上文关于图10描述的线路的电容器平衡模块（未单独图示）来生成额外链节电路301和302中的每个所需要的重设或补偿电流的指示。可以控制额外链节电路使得在未被用于传递需要的电流I_DC时，可以提供需要的重设电流。也就是说，在其中所有高侧或低侧导向开关同时关断的状态中，额外链节电路301或302可以分别用于提供电流I_DC，其中另一额外链节电路根据对该链节的重设电流需求来控制。在两个额外链节电路301和302都不需要提供I_DC（即，有至少一个高侧导向开关且一个低侧导向开关在导通）时，额外链节电路301和302两者都可以被控制来提供适合于该链节电路的重设电流（如需要的话）。额外链节控制器903因此可以接收额外链节电路301和302的子模块的监测电压值V_{cap_mon}__CL4和V_{cap_mon_CL5}。

在未用于控制电压转变时采用电流模式使用链节电路101a-c来提供确保链节电路的电容器的电压保持在预定界限内这一想法代表本发明的另一个新颖方面。意识到在多个转换器状态中的每个中，补偿电流可以通过采用电流模式使用的至少两个链节电路而在转换器的DC端子之间流动。因为转换器的状态可在电力循环内变化，采用电流模式一起操作的链节电路的组合将改变。意识到可以控制每个状态的每个个体链节中的电流使得在整个电力循环内，流过每个链节电路的补偿电流总和足以维持对于每个链节的电容器的正确电荷/电压。

该想法可适用于对于三个相只有三个链节电路的受控转变桥式转换器并且可适用于如在上文参考图1描述的常规受控转变桥式转换器。

为了证明本发明的实施例的原理和操作，例如在图3中示出并且如在上文描述的那样以简单的梯形波形且等于0.6283的α值（即，来自图5的α_m值）操作的转换器被模型化。在700MW以200MVA正交功率操作的转换器被模型化。

图11示出得出的在AC节点102a-c处的梯形AC电压并且还示出通过链节电路101a-c的电流。可以看到转换器操作成在AC节点处提供需要的波形并且朝着每个转变（其中两个相在转变中）的开始和结束是短时间段。可以进一步看到当不在转变中时控制链节电路101a-c的电流。

图12示出使转换器耦合于电力电网的电力变压器的次级处的电压和电流。特别地，这示出AC电流的失真有多么少。图13示出对于链节电路101a-c的平均电容器电压纹波。在该模型中，假设链节电路由177个子模块组成，每个子模块具有标称4mF电容的电容器。图13还示出对链节电路101a-c中的每个确定的重设电流和计算的整体补偿电流分量，例如从图9中示出的电容器平衡控制器904得出的补偿值y。可以看到平均电容器值在电力循环内变化但在电力循环时间段内重设并且从而保持在预定界限内。

图14示出针对计算的DC电流在正和负DC端子处的DC电流。可以看到正和负DC电流很好地覆盖并且纹波很小。

图15示出在桥的导向开关中流动的电流以及额外链节电路301和302中的电流。顶部标绘图示出高侧导向开关电流和通过额外链节电路301（CL4）的电流，而底部标绘图示出低侧导向开关电流和通过额外链节电路302（CL5）的电流。将看到通过额外链节电路301的电流在高侧开关中没有一个导通来提供I_DC电流的时期变高。在高侧导向开关中的一个导通时，额外链节电路展现小的放电电流用于链节电路301的电容器平衡。同样，在低侧导向开关中没有一个导通时额外链节电路302提供I_DC，并且另外传递相对小的重设电流。

图16示出对于额外链节电路301（CL4）和302（CL5）的平均电容器电压和重设电流。将看到电容器电压在相关链节电路充当电流源并且然后在余下的电力循环内重设的时期期间上升。

这些模拟示出操作的转换器（例如上文描述的）可以提供需要的AC和DC电流和电压而没有明显的失真或纹波，从而降低DC链电容器和AC或DC滤波的要求。

上文的描述聚焦在以在转变期间具有恒定电压斜变的梯形波形的操作。如上文论述的，以对于该斜率大于π/6的截取角α的操作在减少失真方面可以是有用的。

然而使用简单的梯形波形的一个问题是电压幅值控制可以相对受限。在HVDC配电中，预期AC电压中的变化可以相对较低，例如意思是预期在正常操作中小于±6%的AC电压变化。然而利用简单的梯形波形可难以实现这样的变化程度。LCC和MMC型转换器典型地依靠变压器内的分接头变换器来设置最佳操作条件，其将产生最小损耗；然而，常规的分接头变换器是缓慢的并且同时正常电网变化也是缓慢的，理想情况下不应依靠此，特别是因为在出现单相故障时具有更广泛基波电压变化的重要优势与故障穿越关联。

因此在一些实施例中，在AC节点102a-c处生成的波形可以是双斜率梯形波形。图17图示双斜率梯形波形。在这样的波形中，转变具有两个斜率。该波形可以限定有三个变量：限定转变改变斜率所在的相角的第一角度截取α₁，限定对相关DC轨电压的截取的第二角度截取α₂，和两个斜率之间的互换处的电压的值k。在某些约束内，这三个变量全部可以视为独立的。使用建立的选择性谐波消除的原理，如本领域内技术人员将理解的，每个变量可以视为一定自由度并且每个自由度可以用于控制所得的波形的一个方面，这样消除谐波。使用一个自由度来控制基波幅值，这也是可能的。从而利用图17中图示的波形，存在消除两个谐波并且还调节基波幅值的可能性。

理想情况下选择α₂值来使电力循环的相当大一部分维持在相关DC轨电压，从而维持对电力循环的相当大一部分实现相对高效/低损耗导向开关的益处。存在各种方法来对α₁、α₂和提供期望谐波消除或最小化同时对基波幅值提供控制的k的值求解。同时对于两个斜率梯形波形，理论THD可以随着导向开关的占空比增加（即，减少α₂的值）而增加，测量的实际THD实际上将通过转换器相电抗和AC电网阻抗的潜在划分而修改并且从而THD可以维持在可接受极限内，例如小于0.5%。

因此，本发明的实施例一般提供受控转变桥式转换器和用于具有若干优势的这样的转换器的控制的方法和装置。

如上文提到的，使用链节来提供导向开关的软开关减少对导向开关的开关控制要求。导向开关在一些实施例中可以包括晶闸管。如本领域内技术人员将意识到的，晶闸管可提供比半导体开关（例如IGBT）更低的接通电阻。根据本发明的实施例的转换器因此可提供良好效率。

上文描述的控制的电流映射方法提供控制这样的转换器的实际方法，其避免需要大的DC链电容。在一些应用中，可仅需要相对小的DC链电容。例如，在一些实施例中，任何DC链电容器可以具有小于10mF的值。在一些实例中，DC链的DC链电容可以不大于约5mF，例如大约4mF。

电流映射方法还实现准许平衡链节电路的电容器的控制。

包括额外链节电路301和302允许其中仅一个相具有导通的导向开关的转换器开关状态。这样的开关状态可以允许在AC节点处使用各种相的波形（其具有相对低的失真特性），从而减少对滤波的需要。

应理解上文提到的实施例说明而不是限制本发明，并且本领域内技术人员将能够设计许多备选实施例而不偏离附上的权利要求的范围。单词“包括”不排除除了在权利要求中列出的那些以外的元件或步骤的存在，“一”不排除多个，并且单个特征或其他单元可实现权利要求中列举的若干单元的功能。权利要求中的任何标号不应解释为限制它们的范围。

Claims

1.一种电压源转换器，其包括：

在高与低DC端子之间连接的多个相分支；

其中每个相分支包括：

高侧导向开关，其将所述高DC端子连接到对于该相分支的AC节点；以及

低侧导向开关，其将所述AC节点连接到所述低DC端子；以及

链节电路，所述链节电路的第一端在所述高侧与低侧导向开关之间连接以电耦合于所述AC节点；

所述转换器进一步包括第一和第二额外链节电路，其中所述第一和第二额外链节电路的第一端分别连接到所述高侧DC端子和所述低侧DC端子；以及

转换器控制器，其配置成在电力循环中控制每个相分支的导向开关并且采用电压模式控制每个相分支的链节电路以在所述电力循环期间在所述AC节点处提供受控电压转变，其中所述转换器控制器可操作成采用电流模式控制所述链节电路中的至少一些以在所述电力循环期间的时刻提供限定的电流；

其中每个链节电路包括多个串联连接的链节模块，所述链节模块中的每个包括至少一个能量存储元件，其能够选择性地与其他模块串联连接或被绕过；

并且其中所述链节电路中的每个的第二端连接到共同节点使得在使用中，电流能够经由相应的链节电路从一个相分支流到另一个。

2. 如权利要求1所述的电压源转换器，其中所述转换器控制器配置成：

采用电压模式控制每个相分支的链节电路以在一个导向开关关断与另一导向开关接通之间的转变态期间在所述AC节点处提供限定的电压转变；并且

持续相分支不在转变态的时间的至少部分采用电流模式操作所述相分支的链节电路。

3.如权利要求1或2所述的电压源转换器，其中所述转换器控制器配置成基于AC和DC电流需求的指示以及所述转换器的相分支中的每个的开关状态来确定对于采用电流模式操作的每个链节电路的限定的电流流动。

4.如权利要求1-3中任一项所述的电压源转换器，其中所述转换器具有三个相分支并且在使用中采用转换器开关状态的重复序列而可操作，所述转换器开关状态包括第一多个转换器状态，其中：

一个相处于高态，其中所述高侧导向开关接通并且所述低侧导向开关关断；

一个相分支处于低态，其中所述低侧导向开关接通并且所述高侧导向开关关断；并且

一个相分支处于转变态，并且

其中在所述转换器处于所述第一多个转换器状态中的一个时，所述转换器控制器：

采用电流模式在所述高态操作所述相分支的链节电路来提供限定的链节电流，其具有基于所述DC电流需求减去对于该相的AC电流需求的分量；和/或

采用电流模式在所述低态操作所述相分支的链节电路来提供限定的链节电流，其具有基于所述DC电流需求减去对于该相的AC电流需求的分量。

5. 如权利要求1-4中任一项所述的电压源转换器，其中所述转换器具有三个相分支并且在使用中采用转换器开关状态的序列可操作，所述转换器开关状态包括第二多个转换器状态，其中：

两个相分支处于高态或低态中的同一个状态中，在所述高态中所述高侧导向开关接通并且所述低侧导向开关关断，在所述低态中所述低侧导向开关接通并且所述高侧导向开关关断；并且

另一相分支处于高态或低态中的另一个中，并且其中，在所述转换器处于所述第二多个转换器状态中的一个时，所述转换器控制器：

操作处于相同状态的两个相分支的链节电路中的一个以提供具有基于DC电流需求的第一份额减去对于该相的AC电流需求的分量的限定的链节电流，并且

操作处于相同状态的两个相分支的链节电路中的另一个以提供具有基于DC电流需求的第二份额减去对于该相的AC电流需求的分量的限定的链节电流；

其中所述第一和第二份额在一起等于大致一的值。

6.如权利要求5所述的电压源转换器，其中在所述转换器处于所述第二多个转换器状态中的一个时，所述转换器控制器操作处于另一状态的相分支的链节电路以提供具有基于DC电流需求减去对于该相的AC电流需求的分量的限定的链节电流。

7. 如权利要求1-6中任一项所述的电压源转换器，其中所述转换器具有三个相分支并且在使用中采用转换器开关状态的序列可操作，所述转换器开关状态包括第三多个转换器状态，其中：

两个相分支处于转变态；并且

另一相分支处于高态或低态中的一个，在所述高态中所述高侧导向开关接通并且所述低侧导向开关关断，在所述低态中所述低侧导向开关接通并且所述高侧导向开关关断，并且

其中所述转换器控制器在使用中配置成：

操作所述第一额外链节电路以持续所述转换器处于所述第三多个转换器状态中的一个且一个相分支处于所述低态的时间的至少部分提供限定的电流；和/或

操作所述第二额外链节电路以持续所述转换器处于所述第三多个转换器状态中的一个且一个相分支处于所述高态的时间的至少部分提供限定的电流。

8.如权利要求7所述的电压源转换器，其中在所述转换器处于所述第三多个转换器状态中的一个时，所述转换器控制器操作处于所述高态或低态的相分支的链节电路来提供限定的链节电流，其具有基于DC电流需求减去对于该相的AC电流需求的分量。

9.如权利要求7或权利要求8所述的电压源转换器，其中所述第一或第二额外链节电路的所述限定的电流具有基于所述DC电流需求的分量。

10.如权利要求1-9中任一项所述的电压源转换器，其中所述转换器控制器配置成控制每个相分支以在所述AC节点处生成梯形电压波形。

11.如权利要求10所述的电压源转换器，其中从中点电压到所述高DC端子或所述低DC端子的电压的电压转变的持续时间对应于大于π/6的相角的差异。

12.如权利要求10或权利要求11所述的电压源转换器，其中所述梯形电压波形在所述转变期间具有至少两个不同的斜坡。

13.如权利要求1-12中任一项所述的电压源转换器，其中所述链节模块的能量存储元件包括电容器并且其中所述转换器控制器包括电容器平衡控制器，用于使所述电容器的电压维持在预定极限内。

14.如权利要求13所述的电压源转换器，其中所述转换器控制器配置成控制所述链节电路使得在多个转换器开关状态中的每个中，补偿电流经由至少两个链节电路在所述高与低DC端子之间流动，其中在所述转换器的开关周期内流过每个链节电路的补偿电流的总和使所述电容器的电压维持在预定极限内。

15.如权利要求13或权利要求14所述的电压源转换器，其中所述电容器平衡控制器配置成确定使所述电容器的电压维持在预定极限内所需要的补偿电流的值并且采用电流模式操作的链节电路的限定电流包括基于所述补偿电流值的分量。

16.如权利要求15所述的电压源转换器，其中所述转换器控制器配置成基于所述补偿电流值调整所述转换器的DC电流需求。

17.如权利要求15或权利要求16所述的电压源转换器，其中所述电容器平衡控制器配置成确定对于每个链节电路的补偿电流要求并且基于所述转换器的相分支的每个的开关状态来确定所述补偿电流值。

18. 如权利要求17所述的电压源转换器，其中所述转换器具有三个相分支并且在使用中在如下开关状态可操作：

两个链节电路采用电流模式操作；并且

一个相分支采用电压模式操作；

其中在所述转换器在这样的开关状态操作时所述补偿电流值基于采用电流模式操作的链节电路的相加在一起的补偿电流要求减去采用电压模式操作的链节电路的补偿电流要求。

19.如权利要求17或权利要求18所述的电压源转换器，其中所述转换器具有三个相分支并且在使用中在如下开关状态可操作：

全部三个链节电路采用电流模式操作，其中两个相分支处于相同状态并且另一相分支处于相反状态；

其中在所述转换器在这样的开关状态操作时，所述补偿电流值基于三倍于处于相反状态的相的链节电路的补偿电流要求减去两个其他相中的每个的补偿电流要求。

20.如权利要求17至19中任一项所述的电压源转换器，其中所述转换器具有三个相分支并且在使用中在如下开关状态可操作：

所述相分支的仅一个链节电路采用电流模式操作；

其中在所述转换器在这样的开关状态操作时，所述补偿电流值基于该链节电路的补偿电流要求。

21.如权利要求17至20中任一项所述的电压源转换器，其中所述电容器平衡控制器配置成监测所述链节电路的电容器的电压并且将确定的电压与参考值比较来确定误差值，其中所述补偿电流要求基于所述误差信号。

22.一种操作电压源转换器的方法，所述电压源转换器具有：

在高与低DC端子之间连接的多个相分支；

其中每个相分支包括：

高侧导向开关，其将所述高侧DC端子连接到对于该相分支的AC节点；

低侧导向开关，其将所述AC节点连接到所述低DC端子；以及

链节电路，其包括多个串联连接的链节模块，所述链节电路的第一端在所述高与低导向开关之间连接以电耦合于所述AC节点；

第一或第二额外链节电路，其中所述第一和第二额外链节电路的第一端分别连接到所述高侧DC端子和低侧DC端子；

其中所述链节电路中的每个包括至少一个能量存储元件，其能够选择性地与其他模块串联连接或被绕过，并且所述链节电路的每个的第二端连接到共同节点使得在使用中，电流能够经由相应的链节电路从一个相分支流到另一个；

其中所述方法包括：

在电力循环中控制所述导向开关并且采用电压模式控制每个相分支的链节电路以在所述电力循环期间在所述AC节点处提供受控电压转变；以及

采用电流模式操作至少一个链节电路以在所述电力循环期间提供限定的链节电流。